|
| |
|
Главная Журналы где тг=г/?С=-fe -частота среза; /<"„ -коэффи- циент усиления каскада на нулевой частоте. Следова-тельно.АЧХ каскада будет иметь один излом на частоте среза. Вследствие непосредственных связей между каскадами АЧХ практически равномерна до частоты среза и только в области высоких частот за счет влияния паразитных емкостей начинается ее спад до частоты единичного усиления. Для удобства анализа АЧХ будем представлять ее с помощью асимптот в логарифмическом масштабе. Если модуль коэффициента усиления напряжения каскада записать в виде К то нетрудно заметить, что за частотой среза (на высоких частотах) всегда будет выполняться неравенство (f/fc)I- Для этого случая выражение модуля коэффициента усиления напряжения каскада получаем: KuKU/f. (6.1) Как следует из выражения (6.1), при идеализации АЧХ на участке высокочастотного спада увеличение частоты в десять раз вызывает уменьшение модуля коэффициента усиления каскада в десять раз (усиление изменяется на -20 дБ). Итак, идеализированная логарифмическая АЧХ одного каскада имеет скорость высокочастотного спада -20 дБ/дек (рис. 6.3,6). Надо полагать, что идеализированная АЧХ каскада отличается от реальной. Самая большая ошибка (3 дБ) при идеализации АЧХ получается на частоте среза. Поскольку каждый усилительный каскад будет обеспечивать спад логарифмической АЧХ -20 дБ/дек, то идеализированная логарифмическая АЧХ интегрального ОУ при отсутствии коррекции будет иметь столько изломов (доминирующих полюсов), сколько он имеет усилительных каскадов (рис. 6.3,в). Изломы логарифмической АЧХ интегрального ОУ определяются частотами среза или постоянными времени каскадов, которые для обеспечения запаса устойчивости ОУ должны по абсолютной величине значительно отличаться друг от друга (как следует из условий Гурвица, при одинаковых постоянных времени каскадов даже незначительная величина возвратного отношения может привести к потере устойчивости). У двухкаскадного ОУ АЧХ на высоких частотах имеет наклон -40 дБ/дек (рис. 6.3,в). Такой большой наклон АЧХ приводит к значительному сдвигу фазы в точке на оси частот (рис. 6.3,г), что может привести ОУ к самовозбуждению. В связи с этим проанализируем ФЧХ интегрального ОУ и его каскадов. Ввиду того, что один каскад ОУ моделируется элементарной /?С-цепью, то его ФЧХ в области высокочастотного спада будет описываться тангенсоидой: 9=arctg(- fc). Тангенсоида, описывающая ФЧХ каскада, в области высокочастотного спада асимптотически приближается к -90°, а на частоте среза каскад создает сдвиг фаз -45°. Вследствие того, что двухкаскадный ОУ на высоких частотах создает сдвиг фазы -180° (рис. 6.3,г), а ОУ почти всегда охватывается ООС, где запланирован переворот фазы усиливаемого сигнала на 180°, то на некоторой высокой частоте суммарный фазовый сдвиг сигнала в ОУ может достигать 360°, что при коэффициенте передачи по петле ОС больще единицы приводит к самовозбуждению ОУ. А, как известно, одно из основных требований, предъявляемых к ОУ,- это его устойчивая работа при любой глубине ООС. Поэтому при разработке интегральных ОУ для исключения их самовозбуждения используют частотную коррекцию как АЧХ, так и ФЧХ, обеспечивая запас устойчивости по усилению (амплитуде) и фазе. С помощью частотной коррекции обычно уменьшают полосу пропускания ОУ, путем включения запаздывающего звена в промежуточный каскад (введением доминирующего полюса на низких частотах). Иными словами, изменяют наклон АЧХ до -20 дБ/дек в области высокочастотного спада, добиваясь безусловной устойчивости ОУ, когда его передаточная функция будет аппроксимироваться функцией первого порядка. На рис. 6.3,в, г показаны соответственно пунктирными линиями скорректированные АЧХ и ФЧХ двухкаскадного ОУ. Поскольку усилительный каскад вносит по крайней мере одни доминирующий полюс (излом АЧХ), то с возрастанием числа каскадов ОУ частотную коррекцию осуществлять сложнее. Например, для трехксрадного §00 ОУ частотнйя коррекция с помощью запаздывающего звена оказывается недостаточной из-за запаздывания фазы, обусловленного усилительными каскадами. У трех-каскадного ОУ корректирующие цепи более сложные, они должны вносить как полюсы, так и нули в передаточную функцию ОУ. Зато в двухкаскадном ОУ, у которого только два доминирующих полюса, безусловная устойчивость его может быть обеспечена с помощью одного корректирующего конденсатора, шунтирующего или выход первого каскада, или промежуточный каскад vpnc. 6.1,6). Охватывая промежуточный каскад ООС с помощью конденсатора С емкостью от 15 до 30 пФ, можно скорректировать полосу частот усиливаемых им сигналов даже при наличии значительных паразитных емкостей. А вот коррекция с помощью конденсатора, шунтирующего выход первого каскада, более дорогостоящая, так как потребуется конденсатор большой емкости. На практике в интегральных ОУ второго поколения применяют только первый метод частотной коррекции, так как конденсатор емкостью 30 пФ можно изготовить в едином технологическом цикле со всеми остальными элементами ОУ без дополнительного маскирования или диффузии. Частоту единичного усиления интегрального ОУ определим с помощью его макромодели (рис. 6.3,а). В модели ОУ входной каскад реализован на р-п-р транзисторах, в коллекторные цепи которых включены п-р-п транзисторы, выполняющие функции динамических нагрузок. Такой каскад можно считать генератором тока, управляемым дифференциальным входным напряжением. Если промежуточный каскад имеет достаточно большой коэффициент усиления, то составной транзистор Тс с динамической нагрузкой (ИНТ с током /о) и конденсатором С образует близкий к идеальному интегратор. Тогда передаточную функцию скорректированного двухкаскадного ОУ (рис. 6.3,а) можно аппроксимировать следующим выражением: (H=fe--Ifer. (6-2) где h - ток входного транзистора. Приравнивая (6.2) единице, получаем выражение для частоты единичного усиления: fr= (6-2а) 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 [ 64 ] 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 |