Главная  Журналы 

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 [ 119 ] 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166

Следовательно, отсчет счетчика прямо пропорционален измеряемому напряжению и зависит только от напряжения источника образцового напряжения Ч/о. Цифровой отсчет прибора не зависит от сопротивления R, емкости С, периода Тп, а также от напряжения f/„. Необходимо, чтобы их значения были постоянны лишь в течение каждого кратковременного цикла измерения. Важными преимуществами таких приборов являются: использование одного счетчика импульсов в обоих циклах (благодаря чему снижается сложность), высокая помехоустойчивость, удобство измерения отношения двух напряжений, повышенная чувствительгюсть.

Эта схема является одной из наиболее перспективных для создания цифровых интегрирующих вольтметров высокой точности, так как изменения параметров и элементов практически не влияют на информативный параметр выходного сигнала. К числу основных погрешностей вольтметра двухтактного интегрирования относятся: погрешности от неидентичности ключей SW1 и 8Ш2 - Ькл, погрешность от нелинейности интегрирования - погрешность, вызванная дрейфом нуля усилителя УС, погрешность из-за конечной полосы пропускания усилителя-б,; погрешность от абсорбции конденсатора и погрешность от квантования.

Погрешность от переходных сопротивлений ключей возникает из-за того, что напряжения Ux и Uo подаются на интегратор через ключи SW1 и SW2, сопротивления которых в замкнутом состоянии конечны (не равны нулю). С учетом этого уравнение преобразования во временной интервал будет иметь вид:

где Гк\ и Гк2- сопротивления первого и второго ключей в замкнутом состоянии.

После преобразований получим:

[ Uxdt R + r i

Погрешность вызывается нестабильностью гз и Гк1. Из (8.22) с учетом /?>Гк

6к1=----.

где А/к1 и Дгк2 - изменение сопротивлений замкнутых ключей под воздействием внешних факторов или старения. Ключи на полевых транзисторах, выполненные в виде одной интегральной схемы имеют (Лг„1 - Дгк2):0,1 ... 1 Ом. При i? = 10 ... 10* Ом б,„ лежит в области десятых долей процента. Как видно из (8.22), бкл является погрешностью крутизны преобразования.

т .




юе иитегрироЬание Реальное интегрирование

Идеальная/. /

Реальная

т t

Рис. 8.20. К анализу погрешности цифрового вольтметра с двухтактным интегрированием: а возникновение погрешности от нелинейности интегратора; б возникновение погрешности

от задержки интегратора.

Погрешность от нелинейности интегрирования бн зависит от времени интегрирования и эквивалентной постоянной времени интегратора т„нт, равной

\нт = 2/?С(1+/Су).

-где /у--коэффициент усиления усилителя на постоянном токе.

Относительную погрешность от нелинейности интегрирования бн определяют из выражения

с ИНТ

" ~ 2RC (6 -f- Ку)

где Тиит - время интегрирования в первом такте.

Поскольку прибор работает в два такта с противоположными направлениями интегрирования, суммарная погрешность от нелинейности интегрирования будет меньше и будет равна разности бн в первом и втором тактах:

Появление этой погрешности показано на рис. 8.20,а, где сплошной линией и пунктиром показано изменение напряжения на интеграторе в идеальном и реальном случаях.

Если Ти„т=0,1 с, i?C = 0,l с, КдЮв, а П = 0, то б„ = = 0,0005 %.

Приведенная погрешность бдр (для случая Ux =

6«p=d=2i/«p/t;o,

где f/др -приведенное ко входу напряжение дрейфа усилителя.

Формула для вычисления бдр получена из анализа с учетом того, что интегрируется реально Ux + Up и -Ug f (/др. Погрешность может быть большой, и обычно между циклами преобразования вводится такт коррекции дрейфа, в течение которого SW1 и SW2 разомкнуты. Напряжение дрейфа запоминается на конденсаторе Ск. Поэтому в такте преобразования бдр снижается более чем на порядок.

Конечная полоса пропускания У приводит к погрешности из-за задержки начала изменения выходного напряжения итегратора относительно момента коммутации (момента появления на входе интегра-




Рис. 8.21. Отечественные цифровые вольтметры; а - типа Щ1612; бтипа Щ68014; в типа В, = !8А.

тора напряжения Их или И, рис. 8.20, б, где 1/т =/гр--граница равномерной полосы пропускания усилителя.

Данную погрешность можно скомпенсировать, если включить последовательно с емкостью С интегратора небольшое сопротивление /?к, которое рассчитывается из условия:

Vxlky

UxR.iR =





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 [ 119 ] 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166